变压器隔离全桥IGBT驱动电路设计

变压器隔离全桥IGBT驱动电路设计

在脉冲电源中，驱动电路的质量直接关系到逆变器的正常工作。一个好的驱动电路首先要保证开关的安全，其次要使开关的损耗小。这两者之间存在矛盾。因为功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗（开关损耗和关断损耗）。开关损耗与驱动脉冲信号上升沿和下降沿的陡度密切相关。下降沿和上升沿越陡，开关损耗越小，即电压和电流重叠的时间越短。然而，较陡的上升和下降沿将产生过大的脉冲电流和电压尖峰，这威胁到开关的安全。因此，为了实现安全有效的供电，有必要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。本文介绍了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路。它不仅具有很强的驱动能力，而且能很好地吸收电压和电流尖峰。

1。驱动电路分析及驱动电路存在的问题

在中频脉冲渗碳电源中，快速进行过电流保护非常重要，驱动脉冲的无延迟传输在实时过电流保护中起着重要作用。同时，为了减少开关损耗，也需要驱动脉冲非常陡峭的上升和下降。一些特殊场合要求紧凑、简洁，不需要额外的驱动电源等。考虑到上述要求，采用变压器隔离全桥驱动电路，其电路如图1所示。

图1变压器隔离全桥电路

在图1中，每个臂选择一个NMOSFET和一个PMOSFET。两个PWM控制信号1或2是高电平，即，1是高电平，2是低电平，Q 1和Q4是关闭的，Q 2和Q3是接通的，Q5是接通的。此时，Q2、Q3和T1的初级绕组将形成一条路径。在T1的一次侧施加脉冲电压，相应的二次侧得到驱动脉冲信号。1、2为低电平，Q1、Q2同时接通，T1原边短路，则次边无脉冲输出。MOSFET导通电阻小，响应快，能提供瞬时导通IGBT所需的大电流，保证驱动脉冲具有较陡的上升和下降沿。应注意的是，渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825，属于峰值电流控制芯片。它具有抗磁偏置的能力，并且不需要添加直流电容器来防止磁偏置。相反，当增加直流电容时，会出现两个PWM控制信号不能同时关断的问题。在移除直流电容器之后，问题就消失了。因此，在使用直流电容时应注意芯片的控制方式，防止偏置。

虽然上述驱动电路解决了驱动信号的无延迟传输问题，并且为驱动脉冲提供了较陡的上升和下降沿，但是在驱动脉冲的上升和下降沿也有较大的开关峰值。上升沿过冲主要是由泄漏引起的。详细讨论了超调的具体分析和消除方法。下降沿的开关峰主要是由励磁电感引起的。通常，这两个峰值的减小是通过增加Rg(栅电阻)来实现的，但是增加Rg将减缓驱动脉冲的上升沿和下降沿的陡峭度并增加开关损耗。

图2.第一脉冲周期的每个波形的时间序列图

具体工作过程分析如下：图2为脉冲周期。当正脉冲上升沿（t0~t3）出现时（这里只考虑正脉冲），电容C等效于短路。通过二极管D和电容C，IGBT可以获得较大的瞬时电流，从而缩短了驱动脉冲的上升时间。在图2中，正脉冲是IGBT的驱动信号，而负脉冲的上升沿是由另一个驱动脉冲引起的。因此，我们需要讨论的是另一个驱动脉冲的下降沿峰值。这四个输出脉冲是一样的，所以我们只需要讨论一种方式。然而，为了直观和完整，这里将其讨论为局部负脉冲的上升沿（如下所述）。当然，稳压支路也有电流流动，但是与加速电容器C支路相比，它非常小。没有电阻R，电容器将在几个脉冲周期内充电并失去其加速度。因此，需要当每个周期的上升沿到达时，电容器C的电荷不应该存储在电容器上。因此，一个小电阻并联连接到电容器，为电容器提供放电电路。IGBT的输入栅极电容为满，在平顶期间（t3-t4）栅极保持高电平。此时，IGBT的GE等效于断开，变压器二次侧保持高电平。当脉冲下降沿（t4-t9）到达时，IGBT的输入电容器在此期间将向后放电，需要减速。如果放电速度太快，将导致很大的关断峰值。因此，需要阻止通过加速电容器的加速放电。因此，在加速电容器前面串联一个快速恢复二极管，以便仅通过稳压管放电。压力调节器能很好地吸收其峰值，控制其下降沿的陡度。

在改进电路中增加的器件可以看作是一个可变电阻：当脉冲的上升沿开始到达IGBT Miller平台(t0-t2)时，电阻值非常小，主要是充电电流流过加速电容器的分支，从而持续加速栅极电容器的充电。IGBT。在此期间，IGBT Miller平台的充电电流率随着电容器电压的增加而逐渐减小。在米勒平台末端，充电电流为零，充电电流达到最大值。这可以通过栅极电阻上的电压波形来确认。在上升沿（t3）的末端，充电电流减小到几乎为零，因此没有出现过冲峰值。在电容器加速以阻塞其快速放电通道之前，添加反向二极管。图3是原始的驱动波形；图4是附加电路驱动波形；图5是负载满时的驱动波形。

图3原始驱动波形

2。驱动电路改进方法分析

图1所示的电路是对原有驱动电路的改进。通过在栅极上增加稳压器、二极管、电容器和电阻，可以良好地吸收上升沿、下降沿和峰值。

从图3和图4的比较中可以看出，在小延迟的情况下，峰值应该最小化。从图3中可以看出，要减小的主要峰值是负脉冲后缘处的过冲峰值，因为这个峰值可能达到IGBT的开口电压（Vth），这将导致同一桥臂的两个IGBT直接通过。同时，从图5可以看出，驱动波形在满载（600V/30A）下具有良好的稳定性，没有大的峰值，保证了IGBT的稳定性。设置，安全工作。

图4改进了电路驱动波形

图5满载驱动波形

驱动等效电路如图6所示。其中，Lm是变压器次级侧的励磁电感；Z1是电压调节器（其反向等效于二极管，所以用二极管代替它）；Rg是驱动电阻，Cgs是栅极和IGBT源之间的电容；R1是线路的等效电阻。等效电路表明：

Vgs=Vab+VZ1+VRg+VR1(1)

R1的实际值非常小，可以忽略不计。稳压二极管在D1和C1的两端并联连接。它的电压是D1和C1两端的电压之和。电压调节器二极管是一种“可变”电阻器，可随电流自动调节。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率，可以控制过冲峰值的大小。测量的Rg和驱动变压器次级侧的反向波形如图7所示。Rg上的电压波形是流过励磁电感的电流波形。正脉冲下降沿的过冲峰值是由激励电感引起的：

U=Lmdi/dt(2)

从公式(2)可以看出，励磁电感越小，励磁电感上的电压尖峰越小，IGBT G-S之间的电压尖峰越小。对于脉冲平顶，应综合考虑各种情况。

图6。正脉冲下降沿的等效电路

图7Rg和变压器次级侧的反向波形

三。结论

通过对上述改进电路的详细分析，可知驱动脉冲过冲峰值对安全构成威胁。